供应贴片功率电感 CD32 100UH 0.31A (3.5*3*2.1MM)
| 价 格： | 115.00 | |
| 型号/规格： | 贴片功率电感 CD32 100UH 0.314A | |
| 品牌/商标： | CHILISN (奇力新） FH（风华） | |
| 环保类别： | 无铅环保型 | |
| 主要用途： | 普通/民用电子信息产品 | |
| 额定电流： | 0.31 | |
| 额定电压： | 0.25 | |
| 外形尺寸： | 3.5*3*2.1 |
单的降压转换器对于低功率电源非常有用，且性价比高，适用于输入至输出隔离非必需的应用。而在离线主电源中，由于转换器输出电压较低，输入至输出电压差过高，增加了降压转换器中的峰值-平均电流比，导致电源元件工作的占空比极低，并通常会降低能效和电路性能。本文介绍一种解决方案，即利用抽头式降压输出扼流圈来解决这些问题。
降压转换器工作
图1所示为300mA、12V输出电压(功率3.6W)的传统离线降压转换器。该转换器采用了安森美半导体的集成MOSFET的NCP1014单片电流模式控制器，使电路最简洁；当然，也可以采用分立控制器NCP1216和一个独立的MOSFET来配置。稳压和反馈由齐纳二极管Z1、相关电阻R2和R3及光耦合器U2所构成的简单网络来达成。需要光耦合器是因为NCP1014控制器的接地位于开关节点，而光反馈是克服相关的dV/dt和其他类型分立反馈和/或电压偏置电路相关高压问题的最简单、最经济方法。这个电路图还包括一个简单的传导型电磁干扰(EMI)滤波器，含C1、C2、L1和C3构成的π网络。
如同典型的降压工作，大电容
C3两端的离线电压为U1的内部MOSFET漏极(引脚3)提供直流电平，MOSFET的源极(引脚4)会控制直流电平的开和关，并提供给由电感L2和电容C4组成的滤波器。这个由电感L2和电容C4组成的L/C输出滤波器通过由Z1/U2组成的电压感测/反馈电路和U1中的脉宽调制(PWM)，将开关矩阵波形均化为C4所需的直流输出电压。当U1中的MOSFET处于关断状态时，续流二极管D5为L2续流。
降压转换器的直流输出电压由Vout=D×Vin所确定。其中，D是L2输入提供的矩形波的占空比(MOSFET导通时间除以总开关周期T)；Vin是提供给降压开关电路的直流电压。对于120Vac额定输入和12Vac输出而言，我们能够轻松地计算出内部MOSFET开关的所需占空比D。
D=Vout/(Vinac×1.4)=12/(120×1.4)=0.07
对100kHz的开关频率(T=10靤)而言，这个占空比非常小，相当于0.07×10霺=0.7霺的导通时间。这样短的导通时间实际上不比控制器的内部传播延迟长多少，并没给因负载改变的脉宽动态范围多少余量，且当负载电压降至使L2电流不连续时，自然会导致子开关(sub-switching)进入频率脉冲跳周期工作模式。这个模式工作也许可行，只要电源的输出纹波不是太高和/或电感中没有可听噪声。
在低占空比模式下，还需要提高主输出扼流圈L2的电感，以避免在额定输出负载时出现非连续导电模式(DCM) 。电感设计也与MOSFET的峰值-平均电流比有关。流经内部MOSFET U1的峰值电流是输出负载电流和L2的磁化电流之和。在额定线路条件(C3上165Vdc)下，开关周期末期的峰值磁化电流由E=L×dI/dt这个关系等式所确定。整理这个等式可得到：dI=(E×dt)/L。本例中的磁化电流就为：
dI=[(Vindc-Vout)×dt]/L=[(165-12)×0.7]/750霩=0.143A
峰值MOSFET电流将是：300mA(负载电流)+143mA=443mA
假定没有容限变化，NCP1014的额定规定过流脱扣(overcurrent trip)电平是450mA。因此，这里的问题就是我们怎样才能避免上述低占空比问题，并能使用相同的半导体器件，做最少的电路变更而从这个降压转换器获得尽可能大的输出电流。
只要做出修改，便能解决与低占空比相关的问题。从图2所示的抽头式电感降压转换器电路图可见，它还能提供更大的输出电流。从输出端将电感抽头在25%并在这个节点连接续流二极管，我们可将MOSFET新的占空比提高至接近D’=0.24或2.4靤，而输出电流可增加大约3倍至近1A。扩展后的占空比D’和峰值电流升流效应Iboost之间的关系如下。
D’=(N+1)/[N+(Vindc/Vout)]
其中，N是抽头任意端两个绕组的匝数比。在本例中，左端或抽头输入端的绕组拥有3倍于输出或抽头续流端绕组的匝数。峰值电流升流能力由下面的公式确定。
Iboost=(N+1)/[(N×Vout/Vindc)+1]
直流电压输出至输出转换等式这时候变为：
Vout=Vindc/{[(N+1)/D]-N}
这种解决方案的可行性
电感中的电流必须连续的这种说法是不正确的。事实上，电感的电流I与匝数N的乘积却是必须连续的，也就是说，NI的值在整个开关周期T内都必须保持恒定。在抽头式电感中，MOSFET导通时的N为全部的电感匝数。但是，当MOSFET关断时，绕组输出端的电流必须迅速增加至峰值电平，即导通电流的4倍，因为输出或续流二极管的匝数只是整个绕组匝数的1/4。这个转变的典型电流波形如图3所示。图中，MOSFET导通A段为电压在整个电感上的磁化斜坡。当开关关断时，B段中出现电流中断，电流在此处跃升至由峰值电流。电流上升-下降斜线C由输出电压和MOSFET关断时续流二极管上的压降所确定，并可由这个关系等式表示：dI=(E×dt)/L。需要注意的是，L是全通态绕组电感的1/16，因为电感与N的平方成正比。由于电感会调整经过它的电流波形，续流绕组在关闭时间的波形区域大于导通时间电流波形的区域，因此平均输出电流会更高。
局限及实际考虑
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供应贴片功率电感 CD32 47UH 0.47A (3.5*3*2.1MM)
信息内容：图2是普通电感线圈的阻抗与频率的关系图，由图中可以看出，电感线圈的阻抗开始的时候是随着频率升高而增大的，但当它的阻抗增大到值以后，阻抗反而随着频率升高而迅速下降，这是因为并联分布电容的作用。当阻抗增到值的地方，就是电感线圈的分布电容与等效电感产生并联谐振的地方。图中，L1 》 L2 》 L3，由此可知电感线圈的电感量越大，其谐振频率就越低。从图2中可以看出，如果要对频率为1MHz的干扰信号进行抑制，选用L1倒不如选用L3，因为L3的电感量要比L1小十几倍，因此L3的成本也要比L1低很多。 如果我们还要对抑制频率进一步提高，那么我们选用的电感线圈就只好是它的最小极限值，只有1圈或不到1圈了。磁珠，即穿心电感，就是一个匝数小于1圈的电感线圈。但穿心电感比单圈电感线圈的分布电容小好几倍到几十倍，因此，穿心电感比单圈电感线圈的工作频率更高。 穿心电感的电感量一般都比较小，大约在几微亨到几十微亨之间，电感量大小与穿心电感中导线的大小以及长度，还有磁珠的截面积都有关系，但与磁珠电感量关系的还要算磁珠的相对导磁率Uy。图3、图4是分别是指导线和穿心电感的原理图，计算穿心电感时，首先要计算一根圆截面直导线的电感，然后计算...
供应贴片功率电感 CD32 33UH 0.56A (3.5*3*2.1MM)
信息内容：磁珠和电感在解决EMI和EMC方面的作用有什么区别，各有什么特点，是不是使用磁珠的效果会更好一点呢? 磁珠专用于抑制信号线、电源线上的高频噪声和尖峰干扰，还具有吸收静电脉冲的能力。磁珠是用来吸收超高频信号，象一些RF电路，PLL,振荡电路，含超高频存储器电路(DDRSDRAM,RAMBUS等)都需要在电源输入部分加磁珠，而电感是一种蓄能元件，用在LC振荡电路，中低频的滤波电路等，其应用频率范围很少超过50MHZ. 磁珠有很高的电阻率和磁导率，等效于电阻和电感串联，但电阻值和电感值都随频率变化。 磁珠的功能主要是消除存在于传输线结构(电路)中的RF噪声，RF能量是叠加在直流传输电平上的交流正弦波成分，直流成分是需要的有用信号，而射频RF能量却是无用的电磁干扰沿着线路传输和辐射(EMI)。要消除这些不需要的信号能量，使用片式磁珠扮演高频电阻的角色(衰减器)，该器件允许直流信号通过，而滤除交流信号。通常高频信号为30MHz以上，然而，低频信号也会受到片式磁珠的影响。磁珠有很高的电阻率和磁导率，他等效于电阻和电感串联，但电阻值和电感值都随频率变化。他比普通的电感有更好的高频滤波特性，在高频时呈现阻性，所以能在相当宽的频率范围内保持较高的阻...
